内容发布更新时间 : 2024/5/23 18:54:13星期一 下面是文章的全部内容请认真阅读。
图3中，假定A=010011…，B是长串的连0或连1。模拟乘法器输入、输出端有自己的正常静态偏置电平，故与前后电路必须通过隔直流电容相联。输入二进制序列0、1…经过隔直后，以模拟乘法器输入偏置电平为参考，成为负电平、正电平…，归一化后为-1、+1…，即0变成-1，1变成+1。由图3可见，除了倒相之外，两电路的输出完全相同。而倒相的差别，很容易通过加一级倒相器来消除，可以不予考虑。将A、B互换或改为其它数椐重画波形，可得到相同结果。
由以上分析可得到以下结论：
①（0，1）域上的二进制序列作乘法运算，必须首先转换到（-1，+1）域上（0→-1，1→+1）然后再相乘。
②二进制序列在（0，1）域上模二加（异或）运算与其在（-1，+1）域上的乘法运算等效。 进一步分析容易得出，对于两路输入信号为多个数字序列波形线性叠加的情况，只要输入幅度没超过模拟乘法器线性工作范围，上述结论（1）仍适用；而异或门是非线性器件，上述结论（2）就不能推广了。 （2）扩频过程如图4所示：
贝努力序列 PN序列 扩频信号
图4：扩频过程演示
2、调制与解调设计
调制采用M-PSK调制模块（M-PSK Modulator Baseband），设置为8进制相移键控。8进制相移键控即是将输入二进制数字序列中每3比特分成一组，共有8种组合，即000，001，010，011，100，101,110,111。用8种相位之一去代表每种排列。解调采用M-PSK解调模块（M-PSK Modulator Baseband），同样设置为8进制。8PSK信号相位如图5所示：
图5：8PSK信号相位图
3、信道设计
采用加性高斯白噪声信道(AWGN Channel模块)进行分析。由于AWGN信号易于分析、近似，因此在信号处理领域，对信号处理系统（如滤波器、低噪音高频放大器、无线信号传输等）的噪声性能的简单分析(如：信噪比分析)中，一般可假设系统所产生的噪音或受到的噪音信号干扰在某频段或限制条件之下是高斯白噪声。
4、相关检测设计
4.1基本原理
DS-CDMA系统的载波调制方式可采用调频或调相，以调相方式应用最广。以2PSK调制为例，发端用户1发射的信号为
S1(t)?d1(t).c1(t).cos?ct （式1）
上式中，d1(t).c1(t)是（-1，+1）域二元数据，则S1(t)是0/π调相的2PSK信号。故载波调制器就是模拟乘法器。式1可写成如下形式
S1(t)?d1(t).c1(t).cos?ct （式2）
?[d1(t)?c1(t)]cos?ct
或
S1(t)?d1(t).c1(t).cos?ct （式3）
?[d1(t)?cos?ct]?c1(t)
上式表明，发端的DS-CDMA射频信号，可通过先扩频调制再载波调制（式2）或先载波调制再扩频调制（式3）得到，二者是等效的。与此对应，收端也有二种等效的解调方案。本实验系统采用的方案是：发端先扩频调制再载波调制，收端先载波解调再扩频解调。
发端N个用户发射在空中的信号在时域、频域完全混叠在一起，收端每一个用户都可收到。收端第1个用户天线收到的信号
S(t)??Si(t)??Ai.di(t).ci(t).cos?ct
i?1i?1NN （式4）
解调后的信号
SEX(t)??Ai?.di(t).ci(t)
i?1N （式5）
经过与本地地址码c1(t)相关检测后输出信号
d1??SEX(t)?c1(t)dt0?T
??Ai???di(t)?ci(t)?c1(t)dti?10NT （式6）
上式中，T为地址码序列周期，等于信码周期Tb，故积分号中信码di(t)是常数可提出，得
d1???Ai??di(t)??ci(t)?c1(t)dt
i?10NT （式7）
已知PN序列的互相关函数为0，即
Ri,j(?)??T0ci(t)?cj(t??)dt?0,i?j （式8）
代入式7，根据地址码的正交性关系可得
?d1?A1?d1(t)R1(o)
?A1??d1(t)上式9中R1(0)?c1(t)?c1(t)dt为
0 （式9）
?Tc1(t)的自相关函数峰值。d1?经采样后得到方波形式的信
码d1(t)。收端用户1从发端N个用户发射在空中，在时域及频域完全混叠的DS-CDMA信号中，接收到发端用户1的信码。
4.2解扩设计
将解调后信号与原伪随机序列相乘完成解扩。
4.3滤波器设计
每一路用户与对应的PN序列相乘完成解扩，解扩后的信号是窄带信号。其他用户仍是宽带信号，因此还需要设计一个低通滤波器，将窄带信号提取出来。设置滤波器为FIR低通滤波器,Fs=100Hz,Fpass=4Hz,Fstop=9Hz。
四、实验数据结果及分析
1、频谱分析和信号波形对比
假设：信码速率Rb（单位：b/s，比特/秒）、周期Tb=1/Rb；地址码速率Rp（单位：c/s，码片/秒或子码/秒）、周期Tp=1/Rp，地址码序列每周期包含p个子码元，序列周期T?p?Tp。通常设置
Rp?p?Rb
即
Tb?p?Tp?T
上式表明，地址码速率Rp是信息速率Rb的p整数倍，1个信码周期Tb对应一个地址码序列周期T。信息码与地址码相乘后占据的频谱宽度扩展了p倍。
①扩频前频谱：
②扩频后的频谱：
③解扩滤波后的频谱：
可以看到：待传信息的频谱被扩展了以后，能量被均匀地分布在较宽的频带上，功率谱密度下降；扩频信号解扩以后，宽带信号恢复成窄带信息，功率谱密度上升；相对与信息信号，脉冲干扰只经过了一次被模二相加的调制过程，频谱被扩展，功率谱密度下降，从而使有用信息在噪声干扰中被提取出来。
④信号源和接收端波形对比
由上图可以看出信号源和接收波形是一致的。这是在3用户的情况下，误码率只有0.01295时查看的波形。
2、误码率分析
用户数量 3 4 5 6 7 调制方式 8-PSK 8-PSK 8-PSK 8-PSK 8-PSK 信道SNR(dB) 10 10 10 10 10 误码率 0.01295 0.02368 0.02032 0.03967 0.04002 从上面的实验结果可以看出，随着用户数量的增加，误码率基本随着增大的趋势。而用户数量为5时，误码率反而比用户数量为4时有所下降。经过查阅资料，是PN序列的性能较差所导致。我们采取的6位的PN序列，生成多项式为[1 0 0 0 0 1 1],自相关性不够强，所以导致用户数量为4时，PN码产生相互干扰，解扩和多用户检测时误码率升高。
五、实验中遇到的问题及解决方法。
1、频谱的观察
直接用频谱仪（spectrum）观察信号频谱效果不好。解决的关键在于对其参数的设置，包括缓冲区，同时要应当使用速率调整模块（Rate Transition）,调整抽样速率，使其符合奈奎斯特定理。 2、滤波器的设计
我们经过很长时间都没有完成多用户检测功能。经过查阅资料，发现需要设计匹配滤波器和抽样判决器，在matlab的simulink上可以用digital filter designer做匹配滤波器