内容发布更新时间 : 2024/11/15 1:36:08星期一 下面是文章的全部内容请认真阅读。

测试可知，利用2个N沟道功率MOSFET和2个P沟道功率MOSFET驱动电机的方案，控制电路简单、成本低。但由于P沟道功率MOSFET的性能要比N沟道功率MOSFET的差，且驱动电流小，多用于功率较小的驱动电路中。

综合考虑系统功率、可靠性要求，以及N沟道功率MOSFET的优点，采用4个相同的N沟道功率MOSFET的H桥电路，具备较好的性能和较高的可靠性，并具有较大的驱动电流，因此本系统采用此设计模式。其电路图如图3。图中8V为电机电源电压，4个二极管均为续流二极管，输出端并联的小电容C1（104），用于降低感性元件电机产生的尖峰电压。

图3 H桥驱动电路

3.2 电荷泵电路设计

电荷泵的基本原理是通过电容对电荷的积累效应而产生高压，使电流由低电势流向高电势。

图4 电荷泵电路

电路中A部分是方波发生电路，由RC与反相施密特触发器构成，产生振幅为Vin=5 V的方波。B部分是电荷泵电路，由三阶电荷泵构成。当a点为低电平时，二极管D1导通电容C1充电，使b点电压Vb=Vm-Vtn；当a点为高电平时，由于电容C1电压不能突变，故b点电压Vb=Vm+Vin-Vtn，此时二极管D2导通，电容C3充电，使c点电压Vx=Vm+Vin-2Vtn；当a点为低电平时，二极管D1、D3导通，分别对电容C1、C2充电，使得d点电压Vd=Vm+Vin-3Vtn；当a点再为高电平时，由于电容C2电压不能突变，故d点电压变为

Vd=Vm+2Vin-3Vtn，此时二极管D2、D4导通，分别对电容C3、c4充电，使e

点电压Ve=Vm+2Vin-4Vtn。这样如此循环，便在g点得到比Vm高的电压Vh=Vm+3Vin-6tn=Vm+11.4 V。其中Vm为二极管压降，一般取0.6 V，从而保证H桥的上臂完全导通。

图5 驱动信号放大电路

在驱动控制电路中，H桥由4个N沟道功率MOSFET组成。若要控制各个MOSFET，各MOSFET的门极电压必须足够高于栅极电压。通常要使MOSFET完全可靠导通，其门极电压一般在10 V以上，即VCS＞10 V。对于H桥下桥臂，直接施加10 V以上的电压即可使其导通；而对于上桥臂的2个MOSFET，要使VGS>10 V，就必须满足VG>Vm+10 V，即驱动电路必须能提供高于电源电压的电压，这就要求驱动电路中增设升压电路，提供高于栅极10 V的电压。考虑到VGS有上限要求，一般MOSFET导通时VGS为10 V～15 V，也就是控制门极电压随栅极电压的变化而变化，即为浮动栅驱动。因此在驱动控制电路中设计电荷泵电路，用于提供高于Vm的电压Vh，驱动功率管的导通。 3.3 电机驱动逻辑电路设计与放大电路设计

电机驱动逻辑电路输入端主要为如图6中的4、3、2端口。

控制信号Dir、PWM、Brake经光电隔离电路后，由门电路进行译码，产生控制H桥的4个控制信号q5、q6、q7、q8。

图6 电机驱动逻辑电路

（1）4端口通过输入PWM信号实现控速功能，具体实现原理如下： 直流电机转速控制可分为励磁控制法与电枢电压控制法。励磁控制法是控制磁通，其控制功率小，低速时受到磁饱和限制，高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制，而且由于励磁线圈电感较大动态响应较差，所以这种控制方法用得很少。大多数应用场合都使用电枢电压控制法。随着电力电子技术的进步，改变电枢电压可通过多种途径实现，其中PWM(脉宽调制)便是常用的改变电枢电压的一种调速方法。

PWM调速控制的基本原理是按一个固定频率来接通和断开电源，并根据需要改变一个周期内接通和断开的时间比(占空比)来改变直流电机电枢上电压的\占空比\，从而改变平均电压，控制电机的转速。在脉宽调速系统中，当电机通电时其速度增加，电机断电时其速度减低。只要按照一定的规律改变通、断电的时间，即可控制电机转速。而且采用PWM技术构成的无级调速系统．启停时对直流系统无冲击，并且具有启动功耗小、运行稳定的特点。

设电机始终接通电源时，电机转速最大为Vmax，且设占空比为D=t／T，则电机的平均速度Vd为：Vd=VmaxD

由公式可知，当改变占空比D=t／T时，就可以得到不同的电机平均速度Vd，从而达到调速的目的。严格地讲，平均速度与占空比D并不是严格的线性关系，在一般的应用中，可将其近似地看成线性关系。 在直流电机驱动控制电路中，PWM信号由外部控制电路提供，并经高速光电隔离电路、电机驱动逻辑与放大电路后，驱动H桥下臂MOSFET的开关来改变直流电机电枢上平均电压，从而控制电机的转速，实现直流电机PWM调速。

图7 PWMIN产生电路

要保证电荷泵电路的正常工作，必须产生一路方波信号，并且要考虑到其带负载的能力即驱动能力。

图7部分是方波发生电路，由RC与反相施密特触发器构成，产生振幅为Vin=5 V的方波。通过调节U2-R1与 U2-C1的乘积可调节PWMIN的频率和占空比（原理是调节电容充放电的时间）。方波产生后及反相器电路产生两路互补信号PWM-OUT1、PWM-OUT2。

图8 PWMIN电流放大电路

图8可以理解为增强输出的电路，其中三极管Q12、Q11构成推挽式电路，降低输出阻抗，使其可用在驱动电机等阻抗低的负载电路上。

（2）端口3实现电机转向控制。端口2实现刹车功能。

如图3，当Q1、Q3端输入高电平，Q2、Q4端输入低电平时（即Q1、Q3导通，Q2Q4截止时），电机正转；当Q1、Q3端输入低电平，Q2、Q4端输入高电平时（即Q1、Q3截止，Q2Q4导通时），电机反转。

又如图5，Q1、Q2、Q3、Q4端输入控制信号为分别为q7、q8、q5、q6。也就是说当q7、q5为高电平，q8、q6为低电平时，场效应管Q1、Q3导通，Q2、Q4截止，电机正传；当q7、q5为低电平，q8、q6为高电平时，场效应管Q1、Q3截止，Q2、Q4导通，电机反传；当q7、q8、q5、q6均为低电平时可实现刹车功能。

通过分析图6电机驱动逻辑电路，可得以下逻辑表达式：

q7=(^C)&&(^B); q8=(^C)&&(B);

q5=(^C)&&^( B&&A); q6=(^C)&&^(^B&&A); 具体各端口的逻辑功能：

C可作为刹车（BRAKE）端，当其输入为高时，电机停转，输入为低时，电机正常；

A可作为PWM波输入端；

B可作为转向控制端（Dir），当其输入为高时，电机反转，输入为低时，电机正转。

电机工作时，H桥的上臂处于常开或常闭状态，由Dir控制，下臂由PWM逻辑电平控制，产生连续可调的控制电压。该方案中，上臂MOSFET只有在电机换向时才进行开关切换，而电机的换向频率极低，低端由逻辑电路直接控制，逻辑电路的信号电平切换较快，可以满足不同频率要求。该电路还有一个优点，由于上臂开启较慢，而下臂关断较快，所以，实际控制时换向不会出现上下臂瞬间同时导通现象，减小了换向时电流冲击，提高了MOSFET的寿命。 4．结束语

实验表明，直流电机驱动控制电路运行稳定可靠，电机速度调节响应快。而相比较而言，采用4个相同的N沟道功率MOSFET为核心，基于H桥PWM控制的直流电机驱动控制电路，具备较好的性能和较高的可靠性，具有较大的驱动电流，便于直流电机的正反转控制，并且具有良好的速度调节功能，能够满足实际工程应用的要求，有很好的应用前景和市场前景。