内容发布更新时间 : 2024/11/3 0:35:06星期一 下面是文章的全部内容请认真阅读。
电流触碰到上限时，开关管立马截至，电流线性下降。它是依据工作频率来对功率管的开关进行控制。示意如图2-9。
i iLimax imin t Ug
图2-9 滞环电流控制原理图及电感电流波形 优点：
（1）有高增益的电流环带宽 （2）动态响应迅速 （3）无电流跟踪误差 缺点：
（1）开关频率受负载英雄较大 （2）滤波电路不易设置
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3 PFC主电路主要元器件的参数设计
3.1本PFC电路的设计指标
（1）输入电压：80~270V AC （2）输入频率：50Hz （3）输出电压：400V DC （4）输出功率：250W （5）功率因数PF>96% （6）输入电流THD<5%
3.2 Boost变换器的工作原理
Boost型变换器的原理图及工作波形如图3-1所示。该主电路由全桥(为方便起见，本电路用一个直流源代替)、储能电感L、MOS管、二极管VD和滤波电容C组成。
开关管的周期为T，导通时长为ton ，截至时长为toff ,占空比为D（D=on）。其工作
T
原理是：
当开关管为导通状态时，直流输入电压Vi向电感L充电，二极管VD因反向偏置而截至。此期间流过电感L的电流IL1是近似线性上升的锯齿波形，并以磁能形式存储在电感L中。同时，电容C上的电压向负载R供电。在此期间储能电感L中流过电流的变化
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t
量为：
?IL1=(3-1)
当开关管为截至状态时，二极管VD正向导通，电感L上的两端电压极性反置，将导通时储存的能量传输至滤波电容C和负载R。在此期间电感L上的电流IL2是近似线性下降的锯齿波形。此时储能电感L流过电流的变化量为： ?IL2=(3-2)
为了达到动态平衡，一个周期内开关管导通期间储能电感L所储存的能量应等于截至期间电感L所释放的能量，这样才能为负载提供一个稳定的直流输出电压。因此就有公式
Li?ton=整理得
VO=ton?Vi=Vi?1?D （3-4）
off
ViL
?ton
Vi?VO
L
?toff
V
Vi?VO
L
?toff （3-3）
1
t
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图3-1 Boost型主电路及各点信号波形
3.3主电路元器件的参数设计
Boost型变换器的驱动控制电路设计几乎与整个电路所要求达到的功率值无关。譬如，一个3000W功率以上的PFC电路与一个50WPFC电路的控制器几乎相同。所以，依据设定好的设计指标，我们得把输入端电压的最大最小值及其频率范围、最大输出功率等都先确定出来。 3.1.1开关频率的选择
工作频率的选择一般与功率器件、效率、输出功率等级有关。通常为了减少电流失真并保持高的变换效率，开关频率必须得够高。对于本设计，折中且为了数值方便考虑，采用100kHz的开关频率。 3.1.2升压电感的选择
输入侧高频纹波电流大小取决于电感值，而峰-峰值纹波电流值通常为最大峰值电流的20%左右。因此，只要先计算出最大峰值电流，再进一步推出纹波电流大小即可选择出合适的电感值。
输入正弦电流的最大峰值出现在最小电网电压的峰值处：
Ipk==V
√2×Pin min
（3-5）
本设计的输出功率为250W，最小电网电压为80V，代入上式计算得最大峰值电流Ipk
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为4.42A。进一步得纹波电流峰-峰值 ： ?I=0.2*4.42≈0.9A
电感值根据最低半波整流电压的峰值、在此电压时的占空比D以及开关频率来选择： Vin=1.414×80=113.12V, fs=100kHz , D= L=
VIN×Dfs×?I
VO?VINVO
=0.71
（3-6）
由上式可得L=0.89mH，取整为1mH。 3.1.3输出电容的选择
输出电容的参数选择主要由维持时间、输出电压纹波、开关频率纹波电流和直流输出电压等因素决定。本设计中，主要考虑的是维持时间。它是指输入端电网电压置零后，输出电压仍能保持要求范围内的时长，一般该时长为15~50ms。维持时长又是输出电容、输出电压、负载最低工作电压等参数的函数。本例中维持时间对电容值得要求为每瓦输出1~2uF。输出电容计算公式如下：
OUT
CO=V2?V2O
2×P×?t
（3-7）
O(min)
上式中POUT=250W,?t=64ms，VO(min)=300V,求得CO=457uF,这里选用450uF的电解电容。
3.1.4开关管和二极管的选择
开关管和二极管的选择必须要考虑到整个电路的工作可靠性和稳定性。通常，开关管的额定电流须高于流过电感的电流峰值，其额定电压须不小于输出电压。二极管与开关管的要求相同。二极管的响应要快，这样能使开关损耗减小。
本例方案中，需要的是快速高压型的二极管，击穿电压为600V，反向恢复时间为35ns，正向额定电流为8A。本次设计的电路的开关损耗主要由二极管的反向恢复电流导致。
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